碳化硅肖特基混频二极管

  微波二极管混频器是将接收到的微波信号频率f₁与本振(LO)信号通过混频器的非线性电阻进行混频，得到一个中频的差分信号f_IF=f1-f_LO，用以放大和检测信号。这种二极管通常利用金属-半导体接触的非线性电阻(R_J)，因为它的少数载流子注入低，可以实现良好的性能，而不使用pn结。混频器的性能通过转换损耗(L_C)决定，定义为

式中，C_J为肖特基电阻R _J上的电容；Rs为串联电阻；fc在式(6-3)中已有定义。这个方程表明，低的结电容C_J和串联电阻R_S可以减小输入信号传送到R_J的损耗。与变容器不同，肖特基混频器工作在零偏或正偏条件下，而且只需几倍V_LO的较低反偏电压就可以阻断，这是由于碳化硅的雪崩击穿电场相对于传统半导体材料要大一些。另外，肖特基混频器外延层很薄(通常只有100～200nm，保证跨越势垒的热电子发射)，衬底掺杂浓度很低，因此隧穿不会发生，并且在零偏或低反偏时达到穿通条件，这将减小、甚至是消除来自R_S的非调制二极管电阻，从而更大限度地减小SIC低电子迁移率的负面影响。此外，利用平面或梁式引线设计的肖特基二极管混频器可以减小R_S中的衬底电阻，减小SIC与Si、GaAs相比较低的电子迁移率带来的影响。
 
  二极管混频器用于小功率微波信号变频，但它的本征转换损耗L_J随LO功率水平的增加而减小。事实上，目前的肖特基势垒正偏时可以通过热电子发射理论描述为  
  高性能LO信号按照式(6-18)和式(6-19)规律减少转换损耗L_J,提高混频器线性度，因为当输入信号功率与LO功率可以比拟时，转换损耗将增加。高性能二极管混频器的另一个优点是，当实现高成本LO功率时，交调失真减小。交调失真发生在频率f₂的第二个信号到达RF端时，与希望的信号(f₁)交互影响。二阶交调失真发生在频率f_LO±(f₁+f₂)，远离与理想的中频信号时，而且在宽带系统中更严重。由频率f_LO-(2f₁-f₂)和f_LO-(2f₂-f₁)交互产生的信号为三阶交调失真项，而且与理想中频信号非常接近。交调失真通常在信号与LO功率接近时产生，并且通常由输入功率截点决定(IIP₂和IIP₃分别为二阶和三阶交调失真项)——这里中频交调失真功率与有用信号功率相当。IIP越高，交调失真越小，无杂波动态范围越宽。
 
  V_LO值受热学和电学限制。忽略衬底和欧姆接触的电阻时，V_LO受肖特基二极管在R_J=R_S时最大正项偏压V_MAX=V₀+V_LO的限制，即 其中，V_A在室温时约为0.1V。与传统半导体材料相比，碳化硅SIC具有明显优势；具有低电子亲和势和高的肖特基势垒。因此，n型4H-SIC形成的Ti、Ni、Au肖特基势垒高度分别为0.95eV、1.62eV和1.73eV。这些值大大超出了典型的Si和GaAs二极管势垒高度，使SIC成为一种适合在LO功率限制中制造高性能二极管混频器的材料。
 
  V_LO的热限制可以根据二极管总吸收功率(P_T)推导。假设射频功率可以忽略，肖特基二极管吸收的LO功率与V_A关系如下式所示：   表1中对比了碳化硅与常规半导体在肖特基二极管混频器热极限点处的(ΔTλ)^1/2值。  
  1997年，Fazi和Neudek首次提出用SIC肖特基二极管制造高级混频器。他们测量了中频输出范围在500 MHz的两个商用Si二极管输入单平衡混频器，碳化硅肖特基二极管与其相同，而且LO等级高20dB,频谱如图1所示。碳化硅SIC肖特基二极管混频器的转换损耗比Si二极管低2dB(12dB和10dB).SIC混频器中没有发现交调失真。由于SIC混频器至少比Si混频器低20dB的高噪声等级，使其不能精确确定IDM。   Eriksson等人已经发表了一系列关于Ti肖特基碳化硅混频器的制造及表征的文章。研究的二极管采用生长在高电导340µm厚4H-SIC衬底的Si表面。衬底施主浓度为1.1×10¹⁹cm^-3。在4H-SIC衬底顶部生长重掺杂间隔层，接着生长厚度为0.38µm、施主浓度为3.1×10¹⁷cm^-3的漂移区。台面结构通过Ar离子束刻蚀得到。肖特基势垒通过剥离技术的Ti-Au蒸镀形成。背面接触通过Ni蒸镀，并在950℃。Ar/He(10：1)气氛中退火5分钟形成。二极管的肖特基势垒高度ф=1.08eV(C-V测量)，ф=0.88eV(I-V测量)，理想因子低于1.10。  
  图2显示了接触面积为1.5×10^-5cm^-2(40×40µm²)的单平衡混频器的连接和特性。对于P _LO=15dBm混频器，在0.2～1.4GHz频率范围时转换损耗低于10dB。对于P_LO=25dBm、偏置电流l_o为15mA的二极管，当输入信号频率为850MHz时，得到最小的转换损耗为5.2dB。这是二极管混频器转换损耗的典型值。该电路的最大外加LO功率高于1W。通过双色测试确定三阶互调节点。同等功率的RF输入信号被分10MHz(f₁=850MHz,f₂=860MHz)。IM和IF功率随RF功率变化的测量结果如图3所示。该混频器的最高IIP₃是在f_LO=800MHz、P_LO=30dBm、l_O=I5mA时的31dBm。  
  R.Simons和P.Neudeck报道了具有最高工作频率的SIC肖特基二极管混频器。二极管制作在n型4H-SIC衬底(Si面，0.036Ωcm)的同质外延层上，外延层的浓度和厚度如图4所示。将最初的晶圆从背面减薄到大约0.2mm。第一步：在晶圆的反面进行Ni金属处理，并在炉中高温退火形成阴极接触:；第二步：肖特基金属沉积(0.1µm厚的金)，通过剥离工艺形成直径为5～50µm的阳极接触；第三步：通过多次旋涂玻璃形成厚度为1.0µm的绝缘层支撑大面积阳极接触引脚；第四步：光刻和干法刻蚀，将阳极上多余的SOG移除，形成圆形开口；第五步：采用金剥离工艺形成大的阳极接触引脚(100µm×100µm)。这一过程中，圆形开口也一起进行金属处理，以保证阳极和接触引脚的连接。  
  将直径为25µm的二极管接入到单平衡混频器电路中测试了线性特性。当输入功率从-40dBm到+13dBm时，转换损耗保持不变，大约为7.5dB。碳化硅肖特基二极管单平衡混频器如图5所示。从图中可以估算出无杂散动态范围近似为60dB，IIP₃约为22dBm。上述测量中的转换损耗与商用Si肖特基二极管单平衡混频器相同。但是，得到相当的输入特性，Si肖特基二极管必须对双平衡混频器4个臂的两个二极管进行复杂设计。


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