LED恒流驱动电路中恢复二极管的选择

  在全球能源短缺的背景下，节能已成为全球热议的话题。2011年我国耗电总量46928亿kWh，其中照明用电占12%，约5631亿度，可见在照明领域的节能有着重要的效益。
  LED的亮度与通过它的正向电流成正比。从LED的伏安特性可知，当采用恒压供电时，电源电压的波动会引起LED电流较大的变化；另外LED伏安特性有具有负温度系数的特点，工作过程中随温度的升高，亮度会减小。实际应用时，一般采用多只LED串联方式，不同厂家或同一厂家的LED离散性较大，为了保证串联LED有相同的亮度，延长LED寿命，恒流驱动是理想的选择。
  文章针对实际应用中的一种3W白色LED恒流驱动电路，由于续流回路恢复二极管的选用问题，造成器件发热，无法满足设计要求，通过器件工作原理的仔细分析，找到了问题并得到了解决。
 
  1. 问题引出
  LED恒流驱动电路一般由PWM芯片、MOSFET管、电感及续流恢复二极管构成。图1为一神实际应用中的电路原理图，恒流驱动由PWM芯片U1(HV9910B)、 MOSFET管Q1、3W 白 色 LED D3.、快恢复二扱管D2、电感L3、工作频率选择电阻R1、电流采样电阻R2、R3、R4及滤波电容C6～C9组成。
  设计要求恒流电流为630mA，D2设计初期选用了快速恢复二极管FR207，通电工作时，发现LED回路电流约200mA，LED亮但亮度不够，此时D2、R2、R3、R4、Q1管发热严重。

 
  2. 工作原理
  HV9910B是Supertex公司在2007年推出的一种高效的PWM控制的LED驱动器，其供电电压范围为DC8V～DC450V，开关频率高达300kHz，可以外接电阻设置。LED由恒流驱动，输出电流由数mA至1A。
  图2是HV9910B的内部框图及典型应用电路。直流电压直接加于VIN脚，当VDD脚超过开启阈值后，栅极驱动器工作，GATE脚输出电压使MOSFET管导通并运行在开关状态，MOSFET管的源扱接电流检测电阻Rcs，其电压加于CS脚，当该电压超过峰值电流检测阈值时，栅极驱动信号终止，MOSFET管截止由于阈值电压内部设定为250mV，所以，MOSFET管峰值电流由检测电阻Rcs决定。   外接电路说明：Q代表MOSFET管；D代表续流回路快恢复二极管；L代表回路电感；Rosc代表频率设定电阻；LED代表发光二极管。
  由于MOSFET管工作在开关状态，导通时，电感充电电流上升截止时，电感放电电流减小显然，电流到达峰值的时间与电感选用有关系。严格地说，经过LED电流是脉动起伏的，不是直流，其平均值与电感值有关。根据电感电流是否连续可以分成如下三种模式，见图3。这三神工作模式各有优缺点，按实际情况进行选用。a模式电流变化范围小，具有较小的磁滞损耗，一般工作频率较高，功率管的开关损耗大，电源电压变化对应的电流精度高；c模式电流变化大，具有较大的磁滞损耗，一般工作频率较低，功率管的开关损耗小，电源电压变化对应的电流精度低；b模式介于这两种模式之间，同时具有这两种模式的优缺点。对应市电应用的场合，负载功率高时，建议选用a模式，负载功率适中可选用b模式，负载功率低则可选用c模式。文章中实际电路选用了a模式。  
  3. 问题分析
  图1中采用恒定频率的工作模式，电流采样电阻Rcs(由R2、R3、R4并联组成)，Rl1电阻阻值为100kΩ，工作频率为200kHz。
  通电后，U1的GATE管脚输出高电平，Q1导通，+24V电源电流经滤波器件后到U1管脚1，再经D3、L3、Q1、Rcs流回24V地，此时是电感L3储能过程；U1通过电流采样电阻Rcs检测其两端的电压，当电压达到250mV时，U1的GATE管脚输出低电平，关断Q1。回路中由于电感L3存储了电能，当Q1关断后，L3将释放其储能，释放回路为电流从L3的一端流出，经D2、D3，最后回到L3的+端，维持D3继续发光。
 
  3.1 快恢复二极管恢复特性
  二极管和一般开关的不同在于“开”与“关”由所加电压的极性决定，而且“开”态有微小的压降，“关”态有微小的电流。当电压由正向变为反向时，电流并不立刻成为-Io，而是在一段时间ts内反向电流始终很大，二极管并不关断；经过ts后，反向电流才逐渐变小，再经过tf时间，二极管的电流才成为-Io，二极管关断，如图4所示。ts称为储存时间，tf作为下降时间，trr称为反向恢复时间，以上过程称为反向恢复过程，这实际上是由电荷存储效应引起的。反向恢复时间就是存储电荷耗尽所需要的时间。   图5是引用超快恢复二极管ESID的使用手册中的关断特性曲线和测试电路。从图中可以看出，ESID反向恢复时间35ns，比普通二扱管的恢复时间要短得多，同时ts也要小。
  图5二极管的反向恢复时间测试。   从图4、5可知，由于反向恢复过程存在，当二极管的两端电压由正向变为反向时，二极管并不马上关断，经过trr后才真正关断。
 
  3.2 MOSFET管导通特性
  图6是MOSFET管的开关时间测试电路与波形。  
  3.2.1 开启时间t_on
  当V_GS由低电平变为高电平时，MOSFET管导通，V_DS由高电平变为低电平。MOSFET管从截止到饱和所需的时间就是开启时间，包括V_GS导通延时间t_d(on)和V_DS的导通时间tr。即  
  3.2.2关闭时间t_off
  当V_GS由高电平变为低电平时，MOSFETF管截止，V_DS由高电平变为低电平。MOSFET管从截止到饱和所需的时间就是关断时间。包括V_GS关断延迟时间t_d(on)和V_DS的关断时间t_f。即   通常情况下，t_off>t_on，开关时间一般在纳ns数量级，高频应用时需考虑。
 
  3.3 问题原因
  由于恢复二极管trr的客观存在，图1中电路的实际工作过程如下：
  工作阶段：U1中GATA输出高电平，经过t_on时间后，Q1导通，D2关断，24V电源从正流出，经滤波电路后到U1管脚1，再经D3、L3、Q1、Rcs流回电源负端。此时L3充电储能。
  续流阶段：U1中GATA输出低电平，经过t_off时间后，Q1关断，D2正向导通，电流从L3的+端流出。经D2、D3，最后回到L3的一端，电感释放储能。
  纯消耗阶段：Q1导通，D2处于trr阶段，24V电源从正流出，经D2(D2反向导通)，Q1、Rcs回到电源负。R_CS阻值为0.4 Ω，此时回路电流很大(24/0.4=60A)，且能量全部转换为热能，消耗在D2、R2、R3、R4、Q1管上，引起器件的发热。
  文章中电路工作是工作阶段、续流阶段、纯消耗阶段三种阶段周而复始的循环过程。纯消耗阶段越短，电流流经D3回路的时间越长，装置效率越高。
  文章中电路初期设计中，选用了快恢复二极管FR207，trr为150ns，当MOSFET管工作频率为200kHz时，即周期为5 µs，根据图3中的描述，电感电流工作在连续的模式，此时在一个周期中，占空比略大于0.5，也就是说trr为工作阶段的6%(0.15/2.5= 0.06)，另外纯消耗阶段回路电流(60/0.63≈10)约为其他阶段的10倍，正是FR207的trr太大造成了器件发热，效率低，达不到设计要求。
 
  3.4 问题的解决
  将FR207更换为E81D后，纯消耗阶段缩短了4倍，问题解决实际上将E81D更换为肖特基二极管SS1100效果更好，用测试设备测试FR20、ES1D、SS1100的恢复时间，结果SS1100最短(约为10ns)，同时验证了本章的分析。
 
  4. 结论
  在由PWM芯片实现的LED恒流驱动电路中，续流回路二极管应该选用trr短的快恢复二极管，当电压低时，尽量选用肖特基二扱管。通常情况，我们常常会忽略掉纯消耗阶段的存在，真正理解了二极管的反向恢复特性，才能设计出合理的电路，另外当二极管在较高频率当作“开关”使用时，如果反向脉冲的持续时间比trr短，到二极管在正、反向都可导通，起不到开关作用，即二极管的单向导电性在一定的频率范围内是正确的。



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